Передача сигналов по линиям связи
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
Теорема Шеннона ограничивает предельную пропускную способность канала I с заданной полосой пропускания F и отношением сигнал/шум S/N :
Для стандартного телефонного канала F=3кГц, N/S=30db, следовательно, теоретический предел для публичной коммутируемой телефонной сети равен примерно 30кбит/с. Ослабление для телефонных скрученных пар составляет около 15 дБ/км, дополнительные ограничения возникают из-за перекрестных наводок.
Если рассмотреть сигнал с полосой F, то согласно теореме Найквиста частота стробирования должна быть равна или больше 2F. При использовании больших частот стробирования можно получить при воспроизведении более высокие гармоники, но они при заданной полосе пропускания все равно будут подавлены. При N дискретных уровнях преобразования максимальный поток данных составит 2F log2(N) бит/c, что при F=4кГц/c и N=256 даст 64 кбит/c. Практически при F=4кГц даже в отстутствии шума нельзя получить скорость передачи более 8 кбит/с (если передается один бит за такт).
Стандартные проводные линии связи имеют ослабление 6 дБ/км на частоте 800 Гц, или 10 дБ/км на частоте 1600 Гц. На рис. 2.1.1 показана зависимость ослабления от частоты передаваемого сигнала для медной линии с сечением 0,5 мм.
Рис. 2.1.1. Зависимость ослабления сигнала в медной линии сечением 0,5мм от частоты
От частоты зависит фаза (из расчета на километр) и волновое сопротивление скрученной пары (см. рис. 2.1.2), по этой причине искажения формы сигнала при заметной длине линии неизбежны.
Из формулы [2.1] видно, что расширять пропускную способность канала можно за счет широкополосности и высокого отношения сигнал-шум. Существует много источников шума, один из главных тепловые шумы (N = kTB, где T – температура в градусах Кельвина, B – полоса пропускания приемника, а k – постоянная Больцмана). На практике существенно большее влияние оказывают различного рода наводки. Увеличeние пропускной способности сети достигается путем сокращения длины кабеля (уменьшение расстояния между узлами сети), заменой типа кабеля, например, на провод с большим сечением, или применив оптоволоконный кабель.
Определенный эффект может быть получен и с помощью усовершенствованной системы шумоподавления (новый, более эффективный модем).
Рис. 2.1.2. Зависимость волнового импеданса скрученной пары и фазы (сечение 0,5мм) от частоты
Сопротивление скрученной пары от коммутатора до терминального оборудования может лежать в пределах 800-20000 Ом. Следует учитывать, что при подаче питания на терминальное оборудование (телефон) по подводящему кабелю, большое его сопротивление, помимо прочего, приведет к падению питающего напряжения. В многожильных кабелях определенные проблемы создают перекрестные наводки и шумы. Обычно рассматриваются два случая перекрестных наводок:
Источник сигнала и приемник находятся по одну сторону кабеля (NEXT - near end crosstalk);
Приемник и источник находятся на разных концах кабеля (FRXT - far end crosstalk).
NEXT-наводки при большом числе пар проводов в кабеле подчиняются закону f1.5 , а их уровень составляет около 55 дБ при частоте 100 кГц. FEXT-наводки сильно зависят от схемы коммутации и разводки проводов и обычно менее опасны, чем NEXT. Еще одним источников наводок является импульсный шум внешних электромагнитных переходных процессов. Этот вид наводок обычно характеризуется процентом времени, в течении которого его уровень превышает порог чувствительности, и варьируется в зависимости от обстоятельств в очень широких пределах.
При передаче по линии сигналы модулируются, при этом важно обеспечить сохранение среднего уровня сигнала (постоянной составляющей). Определенные искажения сигнала вносит сам кабель. Заметное влияние на характер искажений оказывает межсимвольная интерференция (ISI - Intersymbol Interference). Эта интерференция возникает из-за расплывания импульсов в процессе их передачи по линии и наезжания их друг на друга. Проблема усложняется тем, что характеристики передающей линии могут меняться со временем (коммутаторы и маршрутизаторы). По этой причине очень важно обеспечить идентичность условий передачи различных частот при наличии таких вариаций.
Для решения этой задачи используются линейные эквилайзеры (рис. 2.1.3 и 2.1.4), которые выполняют эту операцию во всем спектре частот, или после стробирования для реального спектра сигнала. Этот метод чувствителен к шумам в системе. Эквилайзеры с решающей обратной связью (DFE - Decision Feedback Equalizer) не чувствительны к шумам, они управляются принятой информацией. Но влияние ошибок при приеме информации в этом случае может быть усилено.
Рис. 2.1.3. Линейное выравнивание (эквилизация)
Рис. 2.1.4. Эквилизация с помощью решающей обратной связи
На практике линейное выравнивание и эквилизация с обратной связью совмещаются друг с другом и со специальными методами формирования передаваемых сигналов. Проблема усугубляется тем, что одна и та же линия используется для передачи данных в обоих направлениях одновременно.
Для улучшения отношения сигнал/шум следует поднимать амплитуду передаваемого по линии сигнала. Выбранное значение определяется требованиями перекрестных наводок и возможностями существующих БИС. В результате компромисса выбрана амплитуда 2.5 В на нагрузке 135 ом. Любые нелинейные искажения должны быть менее 36 дБ по отношению к основному сигналу. Учитывая динамический диапазон сигналов в линиях связи, отношение сигнал шум предполагается равным 20 дБ, что соответствует ограничению 6дБ на число ошибок 1/106 для гауссова распределения шума. При аналого-цифровом преобразовании одному биту соответствует 6 дБ.
Обычно двухпроводная линия (тем более 4-х проводная) используется для одновременного двухстороннего обмена (full duplex). Эта задача может быть решена схемотехнически мультиплексированием по времени (TDD - Time Division Duplex) или частоте (FDD - Frequency Division Duplex). TDD довольно легко реализовать, этот метод не требует сложных фильтров и эквилайзеров. Метод TDD привлекателен при малых длинах кабеля для коммутируемых телефонных сетей.
Рис. 2.1.5. Схема эхо-компенсации
Более широко для реализации двухстороннего обмена по одной паре проводов используется метод эхо-компенсации.
Этот метод предполагает вычитание передаваемого сигнала из принимаемого, определяя тем самым истинную форму входного сигнала. Если на приведенном рисунке 2.1.5 Zвх равно волновому сопротивлению линии, то выходной сигнал передатчика не будет влиять на работу приемника. Здесь предполагается, что выходное сопротивление передатчика много меньше z= zлинии. Учитывая вариации ослабления сигнала, схема эхо-компенсации должна уметь работать в очень широком динамическом диапазоне амплитуд, сохраняя удовлетворительную линейность. Это обстоятельство, а также зависимость zлинии от частоты, приводит к заметному усложнению схем эхо-компенсации (Рис. 2.1.6). Системы эхо-компенсации весьма чувствительны к временному разбросу срабатывания пороговых схем, так как это приводит к фазовому сдвигу вычитаемых друг из друга сигналов.
Рис. 2.1.6. Схема эхо-компенсации с адаптивным фильтром
На рис. 2.1.7 показана зависимость скорости пропускания от сопротивления петли передающей линии для разных схем кодирования сигнала (пунктирной линией отображен вариант четырехуровневого кодирования). Те, кто работал с выделенными линиями, усвоили эту зависимость на практике. Если сопротивление линии более 1,5 кОм вы скоро будете знать дежурных вашей телефонной станции по имени, узнаете, что такое грозовые вставки и что они имеют привычку окисляться.
Рис. 2.1.7. Зависимость максимальной скорости передачи данных от сопротивления петли передающей линии
Различные методы модуляции приводят к разным уровням перекрестных наводок, и, как следствие, могут обеспечить разные скорости пропускания сигналов. Так применение линейной эквилизации при амплитудной модуляции дает улучшение пропускной способности примерно в 5 раз. Из рисунка 2.1.8 видно, что переход от линейного выравнивания к эквилизации с обратной связью позволяет добиться улучшения почти в 1,5 раза. Многоуровневый метод кодирования увеличивает скорость пропускания еще на 30%. Следует, правда, иметь в виду, что многоуровневый метод кодирования характеризуется большим уровнем импульсных помех и, следовательно, ошибок.
Рис. 2.1.8. Минимальное отношение сигнал-шум при скорости передачи ~150кбит/с
На рис. 2.1.8 показана зависимость отношения сигнал-шум от сопротивления петли для разных схем передающего канала. Пунктиром проведены зависимости для случая четырехуровневого кодирования. Кривые 1 соответствует случаю амплитудной модуляции с линейным выравниванием, а кривые 2 - варианту эквилизации с обратной связью.
Влияние шумов и помех
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
Шумы определяют емкость канала и задают частоту ошибок при передаче цифровых данных. Шум по своей природе нестабилен и можно говорить лишь о том, что его величина с некоторой вероятностью лежит в определенном интервале значений. Плотность вероятности p(x) определяет вероятность того, что случайный сигнал X имеет значение амплитуды в интервале между x и x+Dx. При этом вероятность того, что значение х лежит в интервале между x1 и x2 определяется равенством:
Так называемый белый шум подчиняется непрерывному нормальному (Гауссову) распределению
В этом случае, если мы хотим знать вероятность того, что амплитуда шумового сигнала лежит в пределах ± v, то можно воспользоваться выражением
Для вычисления P{x1<x<-x1} обычно используются равенства
Распределение P(x) обычно называется функцией ошибок (erf(x) = -erf(-x)). Полезной с практической точки зрения является вероятность
P{-kss}=Pk(k s) =
Из числа дискретных распределений наиболее часто используемым является распределение Пуассона.
Среднее значение x
Как уже говорилось, во многих случаях шум имеет гауссово распределение с нулевым средним значением амплитуды. В этих случаях среднее значение мощности шумового сигнала равно вариации функции плотности вероятности. В этом случае отношение сигнал-шум будет равно
Шум определяет вероятность ошибки при передаче сообщения по каналу связи и, в конечном итоге, пропускную способность канала (см. теорему Шеннона; раздел 2.1 ).
Представление электрических сигналов в цифровой форме
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
Прогресс последних лет в области повышения пропускной способности каналов в заметной мере связан с развитием технологии передачи цифровых данных. Здесь нужно решить проблемы синхронизации, эффективного кодирования и надежной передачи. Чем шире импульс, тем большую энергию он несет, тем лучше отношение сигнал/шум, но тем ниже и предельная скорость передачи. Раньше каждому двоичному разряду соответствовал импульс или перепад в кодовой последовательности. Сегодня перепад возникает лишь при смене последовательности нулей на последовательность единиц или наоборот. Цифровой метод имеет целый ряд преимуществ перед аналоговым:
Высокую надежность. Если шум ниже входного порога, его влияние не ощущается, возможна повторная посылка кода.
Отсутствие зависимости от источника информации (звук, изображение или цифровые данные).
Возможность шифрования, что повышает безопасность передачи.
Независимость от времени. Можно передавать не тогда, когда информация возникла, а когда готов канал.
На рисунке 2.2.1В представлена уже не последовательность импульсов, а последовательность переходов из одного состояния в другое. При этом уровень +V соответствует логической <1>, а -V - логическому <0>. Переключение из состояния <0> в состояние <1> и наоборот (бод) уже не соответствует передаче одного бита.
Рис. 2.2.1 Передача цифровых кодов по передающей линии
На практике число нулей или единиц следующих подряд не лимитировано. По этой причине на принимающей стороне при этом рано или поздно возникает проблема синхронизации временных шкал передатчика и приемника. Для решения этой проблемы существует два метода передачи данных: синхронный и асинхронный. Асинхронный метод используется для относительно низкоскоростных каналов передачи и автономного оборудования. Синхронный метод применяется в скоростных каналах и базируется на пересылке синхронизующего тактового сигнала по отдельному каналу или путем совмещения его с передаваемыми данными.
При наличии синхронизации приемника и передатчика можно допустить более длинные последовательности нулей или единиц, что способствует повышению пропускной способности. На рис. 2.2.2 показана схема канала, использующая технику импульсно-кодовой модуляции. Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ) была предложена в 30-ые годы 20-го века, но реализована лишь в 1962 году.
Рис. 2.2.2. Система коммуникаций с использованием кодово-импульсной модуляции (pcm)
Шаг квантования в АЦП должен быть много меньше диапазона вариации входного сигнала. Число уровней квантования n выбирается из соображений минимизации искажений сигнала и повышения уровня s/n. При разумных предположениях (биполярность сигнала (+V -V), однородность распределения уровня сигнала в рабочем диапазоне, ошибка квантования не более S/2, где S шаг квантования, и т.д.) [S/N]db = 10 log10(22n) = 6n (N - шум квантования при этом равен S2/12). Это означает, что при 2n уровнях квантования и при условии, что входной сигнал может варьироваться во всем рабочем диапазоне АЦП, отношение сигнал-шум (S/N), связанное с самим процессом квантования, будет равно 6n при n=8 это составит 48 дБ). Отсюда следует известное значение относительного расстояния между уровнями квантования, равное 6 дБ. Звуковой сигнал может иметь динамический диапазон 40 дБ, что создает определенные проблемы, которые преодолеваются путем прямого и обратного логарифмического преобразования (см. рис. 2.4.1).
Типичный кадр данных в асинхронном канале начинается со стартового бита, за которым следует 8 битов данных. Завершается такой кадр одним или двумя стоп-битами. Стартовый бит имеет полярность противоположную пассивному состоянию линии и переводит приемник в активное состояние. Пример передачи такого кадра показан на рис. 2.2.3.
Рис. 2.2.3. Пример передачи кадра в асинхронном режиме
Одним из способов обеспечения надежной синхронизации является применение в приемнике частоты, например, в 8 раз больше частоты следования данных. При этом стробирование данных может производиться примерно в середине сигнала бита (см.
рис. 2.2.4).
Рис. 2.2.4. Схема синхронизации и стробирования с 8-кратной тактовой частотой приемника
Начальный и стоп- биты на каждый байт данных снижают пропускную способность канала и по этой причине используются только для низких скоростей обмена. Увеличение же длины блока данных приводит к ужесточению требований к точности синхронизации. При использовании синхронного метода передачи необходимы специальные меры для выделения кадра в общем потоке данных. Для решения этой задачи используется специальная сигнатура. Если такая последовательность встретится внутри кадра, она видоизменяется путем ввода в нее двоичных нулей (bit stuffing). Синхронный приемник нуждается в синхронизирующем сигнале, передаваемом передатчиком. Обычно это реализуется путем введения определенного вида кодирования сигнала, например, биполярного кодирования. В этом случае используется три уровня сигнала: +v соответствует логической 1; -v – логическому нулю, а 0 вольт логическому нулю или единице. Пример такого типа кодирования показан на рис. 2.2.5.
Рис. 2.2.5. Пример биполярного кодирования сигнала (схема RZ – return-to-zero)
Другой разновидностью такого рода кодирования является использование манчестерского кода. В этой схеме логической единице и нулю соответствует не уровни напряжения, а перепады. Так логической единице поставлен в соответствие переход с низкого уровня на высокий, а логическому нулю – с высокого на низкий (схема NRZ – non-return-to-zero). Пример представления сигнала с использованием манчестерского кода показан на рис. 2.2.6.
Рис. 2.2.6. Кодирование сигнала с использованием манчестерского кода.
Манчестерский код достаточно неэффективно использует пропускную способность канала. Оба описанные выше кода требуют удвоения полосы для передачи данных. Этого можно избежать, используя схему цифровой фазировки DPLL - Digital Phase Locked Loop). Эта схема предполагает применение кодирования NRZI (non-return-zero-inverted). Здесь сигнал сначала кодируется с использованием кода NRZ и только затем последовательность преобразуется в NRZI.
В процессе такого преобразования логический нуль из NRZ вызывает определенную модификацию исходного кода, в то время как логическая единица не приводит ни к каким вариациям. Здесь создаются условия, при которых количество переходов 0/1 и 1/0 в единицу времени достаточно велико, чтобы обеспечить надежную синхронизацию. Схема NRZI кодирования с использованием DPLL проиллюстрирована на рис. 2.2.7.
Рис. 2.2.7. NRZI-кодирование
Симметричная скрученная пара проводов с волновым сопротивлением 120 Ом обеспечивает пропускную способность 2048 Мбит/с (система кодирования HDB3, длина проводов ~100м), а 100 Ом - 1544 Мбит/с (амплитуда сигналов 3 в, система кодирования B8ZS). Номинальное значение перепада обычно составляет 750 мВ.
Наиболее простая схема передача данных путем представления <0> и <1> с помощью двух уровней напряжения не применяется из-за того, что линия обычно используется для подачи на оконечное (терминальное) оборудование. Проблема может быть решена, если <0> характеризуется 0 вольт (приращение над постоянным уровнем), а <1> попеременно сигналами положительной и отрицательной полярности (AMI - Alternate Mark Inversion). Такая схема создает проблему синхронизации, когда подряд следует большое число нулей. Необходимо, чтобы было достаточное число переходов 0->1 и 1->0 в единицу времени. Существует также схема ADI (Alternate Digit Inversion), где инверсия полярности производится для каждого из передаваемых двоичных разрядов. Но эта схема менее эффективна.
По этой причине система кодирования AMI была модифицирована в HDB3 (High Density Bipolar 3). Цифра 3 указывает на максимально возможное число последовательных нулей в кодовой последовательности. AMI требует, чтобы <1> передавались попеременно сигналами противоположной полярности, так последовательность 11011 должна быть передана как +-0+-. HDB3 заменяет любую группу из 4 нулей последовательностью из 3 нулей, за которой следует нарушение последовательности отображения единиц.
Таким образом, последовательность 11000001 будет отображена как +-000-0+ (возможен инверсный вариант, когда символы + заменяются на - и наоборот). Дальнейшего улучшения балансировки сигнала можно достичь, если заменить код, содержащий 4 нуля подряд, последовательностью b00v (b - обычный биполярный сигнал, v - нарушение последовательности). В США используют схему кодировки B8ZS (Bipolar with 8 Zeros Substitution), где 8 нулей кодируются как 00b0vb0v. В 1986 году ansi принял решение о введение схемы кодирования 2B1Q (2 Binary into 1 Quaternary). При этой схеме каждая пара бит преобразуется в четверичные элементы +3 +1 -1 -3. Код синхронизации (SW - Synchronization Word) при этом содержит 9 четверичных элементов, повторяющихся каждые 1.5 мс:
+3 +3 -3 -3 -3 +3 -3 +3 +3 (+3 соответствует +2.5 В)
В Германии используется схема кодировки 4B3T (4 двоичных разряда кодируются в 3 циклических кода).
Двоичная информация передается блоками, обычно зазываемыми кадрами (или пакетами). В рамках системы 2B1Q для передачи 144 кбит/с требуется частота модуляции не менее 72 кбод. На практике для передачи кадров и выполнения функций управления необходимо создать дополнительные виртуальные каналы. Это доводит требуемую частоту модуляции до 80 кбод. Сводные данные по наиболее популярным схемам кодирования приведены в табл. 2.2.1.
Таблица 2.2.1.
| Название метода | Расшифровка | Описание |
| 1B2B | Один бит исходной последовательности кодируется комбинацией из 2 бит половинной длительности | |
B3ZS B6ZS B8ZS | bipolar with 3/6/8 zero substitution | Биполярный код с заменой 000/000000/00000000 на последовательности 00v/0vb0vb/000vb0vb (или b0v для B3ZS) |
HDB2 (/3) | High density bipolar code of order 2 (/3) | Биполярный код высокой плотности второго (третьего) порядка. Эквивалентен коду с возвратом к нулю (RZ) и с инверсией для логических 1. Последовательность 000 (соответственно 0000) заменяется на 00v или b0v (соответственно 000v или b00v). Число b сигналов между v-сигналами всегда нечетно. В результате возникает трехуровневый код. |
| CMI | coded mark inversion | Двухуровневый двоичный код (класса 1B2B) без возвращения к нулю. Используется инверсия полярности для каждой логической 1 (единице ставится в соответствие 11 или 00), а для каждого логического нуля вводится смена полярности в середине интервала. |
Кадр содержит 120 пар бит (quats), что соответствует 240 бит, 8 кадров образуют мультифрэйм. Первый кадр мультифрэйма выделяется путем посылки Inverted Synchronization Word (ISW). В конце каждого кадра всегда присутствуют специальные биты, которые служат для целей управления (бит активации, бит холодного старта, биты состояния питания, биты управления синхронизацией и т.д.). Структура кадра выглядит следующим образом:
|
|
В традиционной телефонной сети для соединения с требуемым клиентом используются аппаратные коммутаторы. Если коммутатор имеет n входов и n выходов, то одновременно можно реализовать не более n связей. Реально это число всегда меньше и клиент слышит в трубке “короткие гудки” сигнала “занято”. В случае комбинирования традиционного коммутатора с m-канальными мультиплексорами пакетов по времени можно осуществить до m*n связей одновременно. При этом становится возможным объединить нескольких клиентов так, что они все одновременно могут говорить друг с другом. Схема такого переключателя каналов показана на рис. 2.2.8.
Рис. 2.2.8. Схема переключателя каналов с мультиплексированием по времени.
Кружочки на пересечениях линий представляют собой ключи, замыкая которые можно соединить i-й входной канал с j-м выходным.
На каждой линии может быть только один замкнутый ключ. Такая схема коммутации называется TST (Time-Space-Time). Именно она преобладает сегодня при построении сетей ISDN. Магистральные каналы ISDN строятся в соответствии со стандартом T1.
Такая схема при числе входных и выходных каналов равном N=1000 требует миллиона элементарных переключателей. Можно рассмотреть вариант когда используются коммутаторы с n входами и k выходами. Схема коммутатора с N=16, n=4 и k=2 показана на рис. 2.2.9. Число элементаных переключателей в таком коммутаторе М равно:
M = 2kN + k(N/n)2
Первое слагаемое характеризует число элементарных переключателей во входной и выходной секциях системы, а второе - число элементарных переключателей в k внутренних модулях При N=1000, n=50 и k=10 требуется 24000 элементарных переключателей вместо миллиона (но и число одновременно формируемых каналов становится много меньше 1000).
Рис. 2.2.9. Каскадный переключатель-мультиплексор.
T1 имеют пропускную способность, соответствующую
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
Системы (каналы) T1 имеют пропускную способность, соответствующую 24 аналоговым каналам с полосой 0-3.3 кГц (американская версия стандарта). Частота стробирования равна 8 кГц, что соответствует передаче 8000 кадров в сек. После каждых 6000 футов коаксиального кабеля ставятся системы регенерации сигналов. Все 24 канала мультиплексируются на общий коаксиальный кабель, предварительно производится PCM-преобразование сигналов. 24 канала по 8 бит (при 8-битном АЦП) дает 192 бита на кадр. Один дополнительный (193-ий) бит используется для целей синхронизации (F). Таким образом частота бит в канале Т1 составляет 193*8000=1,554 Мбит/с (это стандарт США, его европейский аналог - Е1 имеет 30 каналов и пропускную способность 2048 кбит/c). Это соответствует частоте кадров 667/с. Каждый восьмой бит (младший) байта (временного домена на рис. 2.3.1) используется для целей управления, что несколько снижает пропускную способность. В ISDN каналы 1,544 и 2,048 Мбит/с, форматы которых здесь описаны, называются первичными.
8-битовые pcm-блоки генерируются каждые 125мксек (8000/с). Структура данных при передаче со скоростью 1,544 Мбит/с представлена ниже (isdn 2*B+D):
Рис. 2.3.1. Структура кадров для американского (вверху) и европейского (внизу) стандартов передачи данных
Скорости передачи 1,544 (кодирование B8ZS) и 2,048 Мбит/с (HDB3) называются первичными скоростями. Кадры структурированы так, что временные домены (таймдомен на рис. 2.3.1) для передачи данных по каналам B1 и B2 чередуются. В Европе используется 2048Мбит/с интерфейс. Каждый 6-ой кадр используется для сигнальных целей. Количество временных доменов в кадре определяет число телефонных разговоров, которые могут осуществляться одновременно. Для американского стандарта это число равно 24, а для европейского 30 (в последнем случае учтено то, что часть доменов используется в служебных целях).
Все современные коммутаторы управляются центральным процессором. Такие коммутаторы обычно называются коммутаторами, управляемыми встроенной памятью (SPC - Stored Program Controlled exchanges).
Дельта-модуляция
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
Дельта-модуляция представляет собой вариант дифференциальной импульсно-кодовой модуляции, где для кодирования разностного сигнала используется только один бит. Этот бит служит для того, чтобы увеличить или уменьшить оценочный уровень. Примером реализации дельта-модуляции может служить схема, показанная на рис. 2.4.1.1. Сигнал ЦАП отслеживает входной сигнал in(t). Здесь компаратор заменил дифференциальный усилитель, который используется в дифференциальном импульсно-кодовом модуляторе.
Рис. 2.4.1.1 Схема устройства линейной дельта-модуляции
Если скорость нарастания входного сигнала велика, то уровень на выходе ЦАП будет отставать и сможет нагнать In(t) только, когда входной сигнал начнет уменьшаться. Данный метод не является разумной альтернативой PCM. Для улучшения характеристик дельта-преобразователя реверсивный счетчик можно заменить цифровым процессором, при этом шаг S становится переменным, но кратным некоторому базовому значению.
Существуют много других способов кодирования человеческого голоса, среди них наиболее эффективный реализован в приборах, носящих название - вокодер (VOCODER).
Кодировщики голоса (Vocoder)
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
Эта технология находит применение в военных системах связи, в диспетчерских службах, а также в системах пейджерной связи. Разработчики преобразователей голоса учли особенности работы горла, голосовых связок и всего речевого аппарата. Звонкие и глухие звуки воспроизводятся здесь различными способами (с помощью импульсного генератора и генератора шума, соответственно). Блок-схема преобразователя звука типа вокодер показана на рис. 2.4.2.1. Исходный спектр человеческого голоса здесь делится на ряд субдиапазонов (на рис. 2.4.2.1 их число равно16) по 200 Гц каждый. Эти субдиапазоны выделяются узкополосными фильтрами, за которыми следуют выпрямители и фильтры низких частот (20 Гц). Выходные сигналы этих фильтров мультиплексируются и преобразуются в цифровую форму. Частота стробирования этих сигналов составляет примерно 50 Гц. Разрядность АЦП в этом случае может составлять 3 бита. На принимающей стороне осуществляется цифро-аналоговое преобразование (ЦАП) и мультиплексирование. Сбалансированные амплитудные модуляторы, управляемые ЦАП и переключателем, выдают сигналы на узкополосные фильтры. Все эти сигналы смешиваются в сумматоре, а результат воспроизводится.
Не трудно видеть, что в случае схемы, показанной на рис. 2.4.2.1, необходимое быстродействие передающей линии составляет 3 бита * 50 Гц * 16 каналов = 2,4 Кбит/с. Дальнейший выигрыш может быть получен за счет цифрового сжатия. Число каналов (фильтров) и ширина пропускаемой полосы частот может варьироваться, соответственно будет меняться и качество воспроизведения звука. Минимально возможная полоса пропускания передающей линии, при которой значение передаваемого текста еще воспринимается правильно, лежит ниже 1 Кбит/с.
Предшествующая фраза, включая пробелы и знаки препинания, содержит около 150 символов. Для ее произношения требуется около 10 сек (15 символов в сек). Но даже вокодеру потребуется для этого предложения передать не менее 10000 бит. Откуда такое отличие? Во-первых, человеческая речь индивидуальна и эта фраза, произнесенная разными людьми, будет звучать по-разному, кроме того, существует эмоциональная окраска, которой практически лишена буквенная запись.
Во-вторых, даже самая совершенная современная система сжатия звуковой информации не идеальна и остается широкое поле для дальнейшего совершенствования. Пути могут быть разными в зависимости от поставленной задачи. Если требуется передать только информацию, следует преобразовать звук в символьную (буквенную) форму, передать эти данные в цифровом виде, а на принимающей стороне осуществить обратное преобразование. Само буквенное представление может быть также подвергнуто некоторому сжатию, но это неизбежно увеличит задержку воспроизведения. В сущности, данная схема является развитием идей, заложенных в вокодере.
В случае необходимости передачи индивидуальных особенностей голоса, сначала должен проводиться анализ этих персональных отличий. Особенности голоса в закодированном виде передаются принимающей стороне, где эти данные используются в дальнейшем при воспроизведении закодированного текста. Эти схемы потребуют довольно мощных сигнальных процессоров и, вероятно, найдут применение лишь в следующем веке.
Рис. 2.4.2.1. Блок-схема кодирования/декодирования человеческого голоса (Vocoder)
Методы преобразования и передачи звуковых сигналов
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
На физическом уровне в ISDN используется кодово-импульсная модуляция с частотой стробирования 8кГц (что превосходит ограничение Найквиста = 2*3.3кГц, где 3.3кГц - полоса пропускания канала для традиционной телефонной сети). Эмпирически установлено, что для удовлетворительного воспроизведения речи, достаточно 4096 уровней квантования сигнала (12 разрядов АЦП). Такое разрешение диктуется большим динамическим диапазоном сигналов. По этой причине возникает возможность преобразования 12-битных кодов в 8-битные, что формирует информационный поток в 64 Кбит/c. Для этого используется логарифмическое преобразование. Природа позаботилась о человеке, снабдив его логарифмической чувствительностью слуха, в противном случае у нас в мозгу перегорали бы предохранители при близком выстреле или грозовом разряде. Логарифмическое преобразование наталкивается на определенные трудности при низких значениях входного сигнала, ведь логарифм для значений меньше 1 имеет отрицательную величину. Функция же преобразования должна пройти через нуль. В США две логарифмические кривые смещаются в направлении оси ординат (вертикальная ось), в результате получается функция вида:
| y ~ log(1 +mx) |
(так называемая m-зависимость [m-law]) |
| В Европе используется функция преобразования вида: | |
| y ~ ax | в области значений x вблизи нуля и |
| y ~ 1 + log(Ax) | при “больших” значениях x (A-зависимость [a-law], см. рис. 2.4.1) |
Для дальнейшего упрощения процесса преобразования реальные кривые апроксимируются последовательностью отрезков прямых, наклоны которых каждый раз меняется вдвое. На практике функция табулируется (рекомендация G.711) и отличия m- и A-функций пренебрежимо малы. Но следует учитывать, что при реализации практической связи между Европой и Америкой, например телефонной, необходим m/A-конвертор.
Для кодирования используется симметричный код, у которого первый бит характеризует полярность сигнала.
Рис. 2.4.1. Иллюстрация функций преобразования сигналов
Дальнейшим усовершенствованием схемы pcm является адаптивный дифференциальный метод кодово-импульсной модуляции (Рис. 2.4.2).
Здесь преобразуется в код не уровень сигнала в момент времени ti, а разница уровней в моменты ti и ti-1. Так как обычно сигнал меняется плавно, что типично для человеческой речи, можно заметно сократить необходимое число разрядов АЦП. Принципиальное отличие между PCM и ADPCM (1984 год) заключается в использовании адаптивного АЦП и дифференциального кодирования, соответственно. Адаптивный АЦП отличается от стандартного PCM-преобразователя тем, что в любой момент времени уровни квантования расположены однородно (а не логарифмически), причем шаг квантования меняется в зависимости от уровня сигнала. Применение адаптивного метода базируется на том, что в человеческой речи последовательные уровни сигнала не являются независимыми. Поэтому, преобразуя и передавая лишь разницу между предсказанием и реальным значением, можно заметно снизить загрузку линии, а также требования к широкополосности канала. Следует иметь в виду, что метод не лишен серьезных недостатков: уровень шумов, связанный с квантованием сигнала, выше; при резких изменениях уровня сигнала, превышающих диапазон АЦП, возможны серьезные искажения.
Рис. 2.4.2. Адаптивный преобразователь голоса в код
Расширение диапазона преобразования достигается умножением шага квантования на величину несколько больше (или меньше) единицы.
При дифференциальном преобразовании на вход кодировщика подается не сам сигнал, а разница между текущим значением сигнала и предыдущим (рис. 2.4.3).
Рис. 2.4.3. ADPCM-преобразователь голоса в код для 32кбит/с
Блок прогнозирования является адаптивным фильтром, который использует предшествующий код для оценки последующего стробирования. На вход кодировщика поступает сигнал, пропорциональный разнице между входным сигналом и предсказанием. Чем точнее предсказание, тем меньше бит нужно, чтобы с нужной точностью закодировать эту разницу. Характер человеческой речи позволяет заметно снизить требования к каналу при использовании адаптивного дифференциального преобразователя.
Для компактных музыкальных дисков (cd) характерна полоса 50Гц - 20 кГц, обычная же речь соответствует полосе 50 Гц - 7 кГц.
Только звуки типа Ф или С имеют заметные составляющие в высокочастотной части звукового спектра. Для высококачественной передачи речи используется субдиапазонный ADPCM-преобразователь (Adaptive Differential Pulse Code Modulation). В нем звук сначала стробируется с частотой 16 кГц, производится преобразование в цифровой код с разрешением не менее 14 бит, а затем подается на квадратурный зеркальный фильтр (qmf), который разделяет сигнал на два субдиапазона (50Гц-4кГц и 4кГц-7кГц). Диапазоны этих фильтров перекрываются в области 4кГц. Нижнему диапазону ставится в соответствие 6 бит (48кбит/с), а верхнему 2 бита (16 Кбит/с). Выходы этих фильтров мультиплексируются, формируя 64 кбит/с -поток.
На CD используется 16-битное кодирование с частотой стробирования 44,1 кГц, что создает информационный поток 705 Кбит/c. Для стерео сигнала этот поток может удвоиться. Практически это не так - сигналы в стереоканалах сильно коррелированны, и можно кодировать и передавать лишь их разницу, на практике высокочастотные сигналы каналов суммируются, для различия каналов передается код их относительной интенсивности. Исследования показывают, что для акустического восприятия тонкие спектральные детали важны лишь в окрестности 2 кГц. Для передачи звуковой информации с учетом этих факторов был разработан стандарт MUSICAM (Masking pattern Universal Sub-band Integrated Coding and Multiplexing), который согласуется с ISO MPEG (Moving Picture Expert Group; стандарт ISO 11172). musicam развивает идеологию деления звукового диапазона на субдиапазоны, здесь 20кГц делится на 32 равных интервалов. Логарифмическая чувствительность человеческого уха и эффект маскирования позволяет уменьшить число разрядов кодирования. Эффект маскирования связан с тем, что в присутствии больших звуковых амплитуд человеческое ухо нечувствительно к малым амплитудам близких частот. Причем чем ближе частота к частоте маскирующего сигнала, тем сильнее этот эффект (см. рис. 2.4.4). Сплошной линией на рисунке показана нормальная зависимость порога чувствительности уха, а пунктиром - зависимость порога чувствительности в присутствии 500-герцного тона с амплитудой в 110 дБ.
Рис. 2.4.4. Изменение порога чувствительности человеческого уха под влиянием эффекта маскирования.
При разбиении на субдиапазоны можно оценить эффект маскирования и передавать только ту часть информации, которая этому эффекту не подвержена. При этом уровень ошибок квантования следует держать лишь ниже порога маскирования, что также снижает информационный поток. Для стробирования высококачественных звуковых сигналов используются частоты 32, 44,1 или 48 кГц. Стандартом предусмотрено три уровня кодирования звука, отличающиеся по сложности и качеству. На первом уровне производится разбивка на 32 диапазона, определение диапазонных коэффициентов и формирование кадров, несущих по 384 результатов стробирования. Уровень 2 формирует кадры с 1152 результатами стробирования и дополнительными данными. Уровень 3 допускает динамическое разбиение на субдиапазоны и уплотнение данных с использованием кодов Хафмана. Любой декодер способен работать на своем и более низком уровне.
Для улучшения качества передачи низких частот в дополнение к суб-диапазонным фильтрам, используется быстрое Фурье-преобразование (FFT). Результирующая частота бит при передаче звуковых данных оказывается не постоянной. Практическое измерение показывает, что частота редко превышает 110кбит/с, применение 128кбит/с делает качество воспроизведения неотличимым от CD. Ограничение скорости на уровне 64 Кбит/с вносит лишь незначительные искажения.
Ниже в таблицах представлены данные по скоростям передачи аудиоданных по традиционным цифровым и отповолоконным каналам (см. также раздел 3.5.6).
Таблица 2.4.1 Скорости передачи данных по цифровым каналам
| Линия | Быстродействие Мбит/с | Число аудио каналов |
| DS-0 | 0,064 | 1 |
| T-1 | 1,544 | 24 |
| T-1C | 3,152 | 48 |
| T-2 | 6,312 | 96 |
| T-3 | 44,736 | 672 |
| Линия OC-x | Быстродействие Мбит/с | Число аудио каналов | STM-x |
| 1 | 51,84 | 672 | - |
| 3 | 155,52 | 2016 | 1 |
| 9 | 466,56 | 6048 | 3 |
| 12 | 622.08 | 8064 | 4 |
| 24 | 1244,16 | 16128 | 8 |
| 48 | 2488,32 | 32256 | 6 |
| 6 | 976,64 | 4512 | 2 |
| 92 | 953,28 | 29024 | 4 |
Передача голоса по каналам Интернет
Семёнов Ю.А. (ГНЦ ИТЭФ), book.itep.ru
Несколько лет назад появился новый вид услуг в Интернет - голосовая связь (IP-phone, Vocaltec). Сегодня имеется 30 миллионов абонентов, регулярно пользующихся IP-phone и его аналогами, ожидается до 200 миллионов до конца текущего десятилетия, качество передачи постепенно приближается к уровню цифровой телефонии.
Среди пользователей есть те, для кого это лишь возможность общения, как для радиолюбителей; но все больше людей использует IP-phone для деловых контактов или даже как объект бизнеса.
Существуют два алгоритма сжатия звуковой информации, используемых для ip-телефонных переговоров: GSM (global system for mobile communications, ftp.cs.tu-berlin.de/pub/local/kbs/tubmik/gsm), которая обеспечивает коэффициент сжатия 5, и алгоритм DSP-группы (true speech) с коэффициентом сжатия данных 18 (работает при частотах 7.7 кбит/с). Добавление аппаратных средств сжатия информации позволяет сократить необходимую полосу до 6.72 Кбит/с. Потеря 2-5% пакетов остается незамеченной, 20% оставляет разговор понятным. В таблице 2.4.3.1 представлена зависимость необходимой полосы телекоммуникационного канала от частоты стробирования звукового сигнала, которая определяет качество воспроизведения.
Таблица 2.4.3.1.
| Пропускная способность [бит/с] | Частота стробирования [1/с] |
| 9600 | 4000 |
| 14400 | 6000 |
| 19200 | 8000 |
| 28800 | 11000 |
Для подключения к сети ip-phone необходима мультимедийная карта, микрофон, динамики (или наушники), 8 Мбайт оперативной памяти, доступ к Интернет и соответствующее программное обеспечение. Качество передачи звука зависит от загруженности IP-канала. В качестве транспорта используется протокол UDP. Для обеспечения высокого качества звука нужна гарантированная ширина IP-канала, ведь задержанные сверх меры UDP-дейтограммы теряются безвозвратно, что и приводит к искажениям. Внедрение протоколов, гарантирующих определенную ширину канала сделают IP-phone значительно более привлекательным. Многие компании уже предлагают такое оборудование и программы.
Программы и описания этого вида услуг можно найти по адресам:
В последнее время технология передачи звука по каналам Интернет стала широко использоваться для трансляции новостей и музыки. При этом обеспечивается вполне удовлетворительное качество даже при передаче стерео программ. В этом случае имеется возможность применить более эффективное сжатие информации и протоколы типа . Задержка при передаче в этом случае никакого значения не имеет, а качество доставки гарантировано. Современные системы ip-телефонии снабжены гибкой системой буферов, позволяющих использовать для передачи паузы, когда один из партнеров молчит. (См. также "RTP Payload for DTMF Digits, Telephony Tones and Telephony Signals. H. Schulzrinne, S. Petrack. May 2000" RFC-2833 и "URLs for Telephone Calls. A. Vaha-Sipila. April 2000". RFC-2806).
В настоящее время имеется практически полный набор технологий, чтобы создать электронную книгу. Такая книга будет представлять собой систему размером с ноут-бук, снабженное устройством для чтения CD-дисков. Текст книги вместе с иллюстрациями и необходимыми командными последовательностями записывается на CD. При этом в перспективе можно рассматривать возможность того, что такое устройство будет читать "книгу" вслух (вывод на наушники). В настоящее время имеется достаточно большое количество книг, записанных на cd. Это, прежде всего, энциклопедические словари, альбомы музеев, библия и многие другие. Преимущество такой формы книги уже сегодня ощутимо - вы можете использовать современные поисковые средства, чтобы найти нужный раздел или какую-то конкретную информацию. По мере развития этой технологии и интеграции ее с сетями можно будет осуществлять поиск не только по данной книге, но и по книгам или журналам, ссылки на которые в данной книге содержатся, что может быть особенно полезно при первичном знакомстве с какой-то проблемой. Я здесь не говорю о компактности, а в перспективе, и долговечности такой формы записи информации.
При звуковом воспроизведении читатель сможет выбирать, голосом какого актера или актеров будет читаться данная книга. Разумеется, для этого не потребуется начитывать данный текст самим актерам. Достаточно иметь запись характерных особенностей голоса и интонаций конкретного голоса, а процессор сам при генерации звука будет использовать голосовые особенности того или иного человека. Немного фантазии и можно будет представить, как ЭВМ будет воспроизводить текст в виде фильма, который она сгенерировала по выданному ей тексту (ведь сгенерирован же на ЭВМ корабль "Титаник" и море, по которому он плывет). Аналогичные услуги смогут оказываться и через сеть Интернет. Наибольшие трудности вызовет реализация качественного воспроизведения. Программы способные преобразовывать символьный текст в голос уже существуют. Проблема распознавания индивидуального голоса давно решена в охранных системах. Осталось научиться использовать результаты такого анализа при воспроизведении.
Активно разрабатываются многие новые стандарты и протоколы для обеспечения передачи звука по ip-каналам, проведения видеоконференций и управления в реальном масштабе времени. К таким протоколам относятся RTP (real time protocol, RFC-1889, -1890), RTCP (real-time control protocol), который является дополнением RTP, и RSVP (resource reservation protocol, см. разделы проектов IETF nic.nordu.net, ftp.isi.edu, munnari.oz.au и ds.internic.net или ftp.ietf.org/internet-drafts/draft-ietf-rsvp-spec-16.txt), служащий для обеспечения своевременной доставки данных при работе в реальном времени. Протокол RTP способен работать помимо UDP/IP в сетях CLNP, ATM и IPX. Он обеспечивает детектирование потерь, идентификацию содержимого, синхронизацию и безопасность (доступ по шифрованному паролю, см. RFC-1423). Проблема синхронизации при передаче звука особенно важна, так как даже для локальных сетей время доставки пакетов может варьироваться в весьма широких пределах из-за используемого алгоритма доступа (например, CSMA/CD), а это приводит к искажениям при воспроизведении.
Протоколы RTP и RTCP позволяют одновременное голосовое общение неограниченного числа людей в рамках сети Интернет. Протокол же RSVP (или его аналог) в случае внедрения гарантирует качество связи (разумеется, при достаточной широкополосности канала) за счет повышения приоритета пакетов реального времени. Следует иметь в виду, что голосовое общение, хотя и весьма привлекательно, не является единственной и даже главной целью разработчиков. По мере совершенствования протоколов Интернет сделает возможным управление в реальном масштабе времени довольно сложными удаленными объектами.
В таблице 2.4.2 представлены характеристики аудио-кодеков, которые можно использовать в IP-телефонии.
Таблица 2.4.2. Характеристики аудио-кодеков
| Кодек | Выходная скорость кодека |
| G.711 | 64 кбит/с |
| g.723.1 | 5,3 или 6,4 кбит/с |
| g.722 | 48, 56 или 64 кбит/с |
| g.728 | 16 кбит/с |
| g.728/g.729a | 8 кбит/с |
Время задержки в одну сторону менее 100 мсек.
Вероятность потери пакета менее 5%.
Оборудование должно соответствовать требованиям H.323v2, а механизмы безопасности - стандарту H.235.
Наличие функции привратника в маршрутизаторе/шлюзе (блокирует установку новых телефонных соединений при отсутствии необходимых ресурсов)
Одна из возможных реализаций IP-телефонии показана на рис. 2.4.3.1. (MVD – Multiflex Voice/WAN модуль, включаемый в маршрутизатор, например, Cisco-3662).
Рис. 2.4.3.1. Пример реализации системв IP-телефонии
На рисунке MVW-модуль (Multiflex Voice/WAN), включаемый в маршрутизатор, например, CISCO-3662, служит для связи с общедоступной телефонной сетью. Если сеть “А” размещена в Рио-де-Жанейро, а “В” в Москве, то любой клиент нижней сети сможет разговаривать с клиентом в Рио “бесплатно”, а с клиентами телефонных сетей “А” и “B” по локальным тарифам. В левой части рисунка показаны телефонные аппараты, которые подключаются непосредственно к сегменту локальной сети. Такие приборы уже поступили в продажу.
Связь может осуществляться как с традиционной старой аналоговой телефонной сетью, так и с ISDN.Телефонные аппараты могут подключаться непосредственно к интерфейсу маршрутизатора, к сетевой рабочей станции или к специальному сетевому адаптеру.
